许多高性能混合信号产品，如高速模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)、捷变射频(RF)收发器、时钟、专用集成电路(ASIC)和现场可编程门阵列(FPGA)等，需要超低噪声、低压差(LDO)线性稳压器来提供干净电源，从而最大程度地提高信号链性能。对更多集成功能和更低功耗的高要求，使得这些大规模混合信号集成电路(IC)的设计工艺尺寸越来越小（例如28 nm或更小），以便容纳更多晶体管。这种趋势同样影响了电源要求。近年来，内核电源电压持续降低，但为了支持更多模拟或数字功能，负载电流显著提高（例如3 A以上）。
在特定应用中，要找到能同时满足超低噪声和高负载电流这两个设计目标的合适LDO稳压器是相当困难的，因为市场上的LDO稳压器产品非常有限，即使有合适的器件，用户也可能要支付额外的费用。因此，针对高电流应用，有时候将LDO稳压器并联起来会很有利。在高负载应用中，相比于单个LDO稳压器，并联LDO稳压器具有许多优势，包括热量和功率损耗会分配在多个LDO稳压器封装上。另外，并联LDO稳压器还能改善压差，提高电源抑制比(PSRR)性能，因为与单个LDO稳压器相比，各LDO稳压器的工作电流更低。图1所示为一个高性能混合信号产品的电源图。两个ADP1763器件并联以提供内核电压，如图1所示。
图1.混合信号产品电源图
本应用笔记介绍两种并联方法：无源和有源。对于无源并联，两个可调ADP1763器件通过镇流电阻并联在一起。对于有源并联，一个低失调轨到轨放大器ADA4051-1调节ADP1763器件的输出电压，通过检测两个ADP1763器件的电流差来实现均流。实验测试结果显示了两种方法的优点和缺点。
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修订历史
2016年10月—修订版0：初始版
均流方法
一般而言，用户简单地将两个LDO稳压器并联是不能实现均流的，由于容差，两个LDO稳压器的输出电压可能不匹配；比如LDO基准电压不同、反馈电阻不一致、印刷电路板(PCB)寄生特性不一致等。LDO稳压器的输出电压不匹配可能引起负载电流严重不平衡。在最不利情况下，它可能导致一个LDO承受大部分负载，从而触发限流保护。
ADP1763是一款LDO线性稳压器，采用单输入电源工作，输入电压低至1.1 V，无需外部偏置电源，提供高达3 A的输出电流。ADP1763的输出噪声非常低，在100 Hz至100 kHz范围内仅有2 μV rms。ADP1763的超低输出噪声特性是通过如下方法实现的：LDO误差放大器保持单位增益，并设置基准电压等于输出电压。单位增益架构的优势是LDO输出噪声与输出电压设置无关。更多信息参见图2。
图2.ADP1763内部框图
无源并联
一种实用的均流方法是在各稳压器的输出端增加相同的镇流电阻（RB1和RB2），以改善多个LDO稳压器之间的均流性能。为了实现更好的均流性能，最好使用高阻值镇流电阻。然而，高电阻会降低负载调整性能，使得压差变大。设计时必须权衡考虑以选择合适的镇流电阻，扬长避短。图3显示两个ADP1763器件并联。为使输出误差最小，应将各自的REFCAP和VADJ引脚连起来，以在不同器件上实现精密匹配的基准电压。将各自的SS和EN引脚连起来，以在不同器件之间实现同步软启动行为。如果应用需要电源良好指示功能，还应将其PG引脚连起来。
当两个ADP1763器件的REFCAP引脚相连时，主要输出电压误差来源于误差放大器失调电压，误差放大器连接到各ADP1763输出。此误差放大器的失调电压非常低，在−40°C至+125°C温度范围内其最大值为±1.32 mV。REFCAP引脚和VOUT引脚之间仅有±1.32 mV误差，此失调电压允许使用小镇流电阻来实现合理的均流精度。此外，小镇流电阻还有低负载调整率和低功率损耗的优势。
为了计算最差情况，假设VO1具有最差正失调电压，VO2具有最差负失调电压。
VO1 = VREFCAP + VOFFSET
VO2 = VREFCAP − VOFFSET
总输出电流(IO) = 5 A，IO = IO1 + IO2。
图3.两个ADP1763器件无源并联
镇流电阻容差(RS-TOL)为±1%。为了计算最差情况，假设VO1电压轨上的镇流电阻具有正容差，VO2电压轨上的镇流电阻具有负容差。
VO1 − IO1 × RB × (1 – RS-TOL) = VO2 − IO2 × RB × (1 + RS-TOL)
当RS-TOL = 1%时，
其中，CSACCURACY为均流精度。
图4显示了5 A负载时均流精度和压降与镇流电阻阻值的关系。均流精度随着镇流电阻阻值提高而提高。然而，代价是压降变大。为了实现大约10%的均流精度和最小压降，选择RB = 5 mΩ。
图4.均流(CS)精度和压降与镇流电阻的关系
基于图4中的计算，5 A负载时最差情况下的均流精度为±11.6%。最大负载电流为2.789 A，小于额定电流3 A。图5显示了采用无源均流方法时两个通道之间的负载调整率。
图5.无源并联负载调整率
有源并联
与无源均流方法相比，有源均流方法使用有源均流环路来实现主从LDO稳压器之间的电流平衡。图6显示了两个ADP1763器件的有源均流示例。它包括两个ADP1763器件（第一个ADP1763用作主LDO）、一个输出放大器、ADA4051-1，和两个10 mΩ均流电阻（位于各LDO稳压器的输入端）。放大器ADA4051-1检测电流差，并将其输出送至第二个ADP1763器件的VADJ引脚的反馈节点以调节其输出电压，使电流平衡。
图6.两个ADP1763器件有源并联
测试结果
为比较两种均流方法，设计了两个ADP1763器件的均流评估板来验证性能，如图7和图8所示。
Figure 7. Passive Current Sharing Evaluation Board
图7.无源均流评估板
图8.有源均流评估板
均流精度
图9和图10显示了两种评估板的均流精度。测试结果表明，在很宽的负载范围内，有源均流精度小于±1%。满负载时，无源均流精度约为±5%，这对多数应用而言是可以接受的。有源均流方法的均流效果优于无源均流方法，尤其是在小负载条件下，原因是无源均流方法的失调误差是固定的。
图9.无源并联均流精度与负载电流的关系
图10.有源并联均流精度与负载电流的关系
负载调整率
采用无源并联时，各ADP1763器件的输出端有镇流电阻，因此输出电压随负载电流提高而下降。从图11所示测试结果可知，无源并联的负载调整率约为1.3%，而图12显示，有源并联的负载调整率约为0.5%，远低于无源并联。
图11.无源并联输出电压与负载电流的关系
图12.有源并联输出电压与负载电流的关系
软启动
图13和图14显示了满负载条件下无源和有源并联的软启动波形。如图13和图14中的波形所示，无论无源并联还是有源并联，输出电压都是单调上升。
图13.无源并联软启动
图14.有源并联软启动
噪声频谱密度
图15和图16分别显示了5 A负载时无源并联和有源并联的噪声频谱密度。测试结果表明，有源并联和无源并联的噪声频谱密度性能相似。
图15.噪声频谱密度(NSD)与频率的关系，VIN = 1.8 V，IO = 5 A，无源并联的NSD
图16.NSD与频率的关系，VIN = 1.8 V，IO = 5 A，有源并联的NSD
热测试结果
图17和图18所示为评估板热测试结果。如图17和图18所示，ADP1763器件实现了热平衡。
图17.无源并联热测试
图18.有源并联热测试
结语
本应用笔记介绍了高输出电流LDO应用中的两种LDO稳压器并联方法，即无源均流和有源均流。文中说明了设计考虑和测试结果，包括均流精度、负载调整率、软启动、噪声频谱密度和热性能。
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