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步进电机的MOSFET管驱动设计
文章来源: 更新时间:2016-6-6 11:10:00

H桥功率驱动电路可应用于步进电机、交流电机及直流电机等的驱动。永磁步进电机或混合式步进电机的励磁绕组都必须用双极性电源供电,也就是说绕组有时需正向电流,有时需反向电流,这样绕组电源需用H桥驱动。本文以两相混合式步进电机驱动器为例来设计H桥驱动电路。

电路原理

图1给出了H桥驱动电路与步进电机AB相绕组连接的电路框图。

 

1.jpg

4个开关K1和K4,K2和K3分别受控制信号a,b的控制,当控制信号使开关K1,K4合上,K2,K3断开时,电流在线圈中的流向如图 1(a),当控制信号使开关K2,K3合上,K1,K4断开时,电流在线圈中的流向如图1(b)所示。4个二极管VD1,VD2,VD3,VD4为续流二极管,它们所起的作用是:以图1(a)为例,当K1,K4开关受控制由闭合转向断开时,由于此时线圈绕组AB上的电流不能突变,仍需按原电流方向流动(即 A→B),此时由VD3,VD2来提供回路。因此,电流在K1,K4关断的瞬间由地→VD3→线圈绕组AB→VD2→电源+Vs形成续流回路。同理,在图 1(b)中,当开关K2,K3关断的瞬间,由二极管VD4,VD1提供线圈绕组的续流,电流回路为地→VD4→线圈绕组BA→VD1→电源+Vs。步进电机驱动器中,实现上述开关功能的

元件在实际电路中常采用功率MOSFET管。

由步进电机H桥驱动电路原理可知,电流在绕组中流动是两个完全相反的方向。推动级的信号逻辑应使对角线晶体管不能同时导通,以免造成高低压管的直通。

另外,步进电机的绕组是感性负载,在通电时,随着电机运行频率的升高,而过渡的时间常不变,使得绕组电流还没来得及达到稳态值又被切断,平均电流变小,输出力矩下降,当驱动频率高到一定的时候将产生堵转或失步现象。因此,步进电机的驱动除了电机的设计尽量地减少绕组电感量外,还要对驱动电源采取措施,也就是提高导通相电流的前后沿陡度以提高电机运行的性能。

步进电机的缺陷是高频出力不足,低频振荡,步进电机的性能除电机自身固有的性能外,驱动器的驱动电源也直接影响电机的特性。要想改善步进电机的频率特性,就必须提高电源电压。

电路设计

图2给出了驱动器AB相线圈功率驱动部分原理图。

 

2.jpg

选用的功率MOSFET元件是IRFP460,其,ID=20A,VDss= 500 V,RDS(ON)=0。27Ω。

在图2中,功率MOSFET管VT1,VT2,VT3,VT4和续流二极管 VD11,VD19,VD14,VD22相当于图1中的K1,K2,K3,K4和VD1,VD2,VD3,VD4。功率MOSFET管的控制信号是由 TTL逻辑电平a,a,b,b来提供的,其中a与a,b与b在逻辑上互反。

a.驱动电流前后沿的改善

从步进电机的运行特性分析中知道,性能较高的驱动器都要求提供的电流前后沿要陡,以便改善电机的高频响应。本驱动器中由于功率MOSFET管栅极电容的存在,对该管的驱动电流实际表现为对栅极电容的充、放电。极间电容越大,在开关驱动中所需的驱动电流也越大,为使开关波形具有足够的上升和下降陡度,驱动电流要具有较大的数值。如果直接用集电极开路的器件如SN7407驱动功率MOSFET管,则电路在MOSFET管带感性负载时,上升时间过长,会造成动态损耗增大。为改进功率MOSFET管的快速开通时间,同时也减少在前级门电路上的功耗,采用图2虚线框内的左下臂驱动电路。

集电极开路器件U14是将TTL电平转换成CMOS电平的缓冲/驱动器,当U14输出低电平时,功率MOSFET管VT2的栅极电容通过 1N4148被短路至地,这时U14吸收电流的能力受U14内部导通管所允许通过的电流限制。而当U14输出为高电平时,VT2管的栅极通过晶体管V3获得电压和电流,充电能力提高,因而开通速度加快。

b.保护功能

图2虚线框中,1N4744是栅源间的过压保护齐纳二极管,其稳压值为15 V。由于,功率MOSFET管栅源间的阻抗很高,故工作于开关状态下的漏源间电压的突变会通过极间电容耦合到栅极而产生相当幅度的VCS脉冲电压。这一电压会引起栅源击穿造成管子的永久损坏,如果是正方向的VCS脉冲电压,虽然达不到损坏器件的程度,但会导致器件的误导通。为此,要适当降低栅极驱动电路的阻抗,在栅源之间并接阻尼电阻或接一个稳压值小于20 V而又接近20V的齐纳二极管1N4744,防止栅源开路工作。

功率MOSFET管有内接的快恢复二极管。当不接VD11,VD12,VD13,VD14时,假定此时电机AB相绕组由VT1管(和VT4管) 驱动,即VT2管(和VB)截止,VT1管(和VT4管)导通,电流经VT1管流过绕组。当下一个控制信号使VT1管关断时,负载绕组的续流电流经VT2 的内接快恢复二极管从地获取。此时,VT2管的漏源电压即是该快恢复二极管的通态压降,为一很小的负值。当VT1再次导通时,该快恢复二极管关断,VT2 的漏源电压迅速上升,直至接近于正电源的电压+VS,这意味着VT2漏源间要承受很高且边沿很陡的上升电压,该上升电压反向加在VT2管内的快恢复二极管两端,会使快恢复二极管出现恢复效应,即有一个很大的电流流过加有反向电压的快恢复二极管。为了抑制VT2管内的快恢复二极管出现这种反向恢复效应,在图 2电路中接人了VD11,VD12,VD13,VD14。其中,反并联快恢复二极管VD11,VD14的作用是为电机AB相绕组提供续流通路,VD12,VD13是为了使功率MOSFET管VT1,VT2内部的快恢复二极管不流过反向电流,以保证VT1,VT2在动态工作时能起正常的开关作用。VD19,VD20,VD21,VD22的作用亦是同样的道理。

对图2电路的分析可知,信号a=1,b=1的情况是不允许存在的,否则将因同时导通从而使电源直接连到地造成功率管的损坏;另外,根据步进电机运行脉冲分配的要求,VT1,VT2,VT3,VT4经常处于交替工作状态,由于晶体管的关断过程中有一段存储时间和电流下降时间,总称关断时间,在这段时间内,晶体管并没完全关断。若在此期间,另一个晶体管导通,则造成上、下两管直通而使电源短路,烧坏晶体管或其他元器件。为了避免这种情况,可采取另加逻辑延时电路,以使H桥电路上、下两管交替导通时可产生一个“死区时间”,先关后开,防止上、下两管直通现象。



 
 
 
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